Etape de pre-amplificare. Cascada preliminară Unch Cascade Unch
Modul de amplificare al tranzistorului este determinat de tensiunile constante dintre electrozi și curenții care circulă în circuitele electrozilor. Ele sunt setate de elementele circuitelor externe ale tranzistorului, care alcătuiesc circuitul său de comutare. Dispozitivul de amplificare, cablarea acestuia, sursa de alimentare și forma sarcinii treapta de amplificare.
Fig. 20 Diagrama unui etaj de amplificator bazat pe un tranzistor cu OE
Simboluri din diagramă:
R VX. V~Şi R OUT V~- rezistența de intrare și de ieșire a tranzistorului V1 la curent alternativ fără
ținând cont de elementele circuitului exterior (tubulatură).
R IN.~Şi R OUT~- rezistența de intrare și de ieșire a etajului amplificatorului.
R U- rezistenta sursei de semnal.
R H~- rezistența echivalentă la sarcină în cascadă la curentul alternativ.
R VX.SL- impedanța de intrare a etapei următoare.
U m .ВХ- amplitudinea semnalului de intrare.
U m .OUT- amplitudinea semnalului de iesire.
Notă: Toate rezistențele circuitului sunt măsurate în direcția săgeții atunci când circuitul este întrerupt de-a lungul liniilor punctate.
Indiferent de circuitul de conectare a tranzistorului: cu un emițător comun (CE), o bază comună (CB) sau un colector comun (OC), scopul elementelor etajului amplificatorului este același.
Să luăm în considerare scopul elementelor cablajului standard al unui tranzistor conectat cu un emițător comun (CE) într-un circuit tipic de etapă amplificator (Fig. 20).
Filtru de decuplare sursa de alimentare R f S f.
Când alimentați amplificatorul de la un redresor, filtrul de putere Rf S F asigură netezirea ondulaţiilor tensiunii redresate a reţelei electrice E K .
Rezistența rezistorului R Ф este selectată pe baza reducerii admisibile a eficienței. amplificator și variază de la fracții de ohmîn etapele finale până la unități kOhmîn cascade de putere redusă, astfel încât ΔU =(0,1…0,2)E K. Apoi capacitatea condensatorului S F pentru frecvențele audio poate ajunge zeciŞi suteμF, iar pentru a-l calcula puteți folosi formula aproximativă
S Ф > 10⁄ (2π F Н R Ф)
Despărțitor de bază R B1 R B2.
Două rezistențe R B1Şi R B2, conectat în serie conform permanent curent între magistrala de alimentare E K iar firul comun sunt divizor de bază tensiunea de alimentare și formează polarizarea de bază inițială U 0B = U B – U Eîntre baza și emițătorul tranzistorului V1. Aceasta este tensiunea U 0b determină modul de funcționare al tranzistorului: A, B sau AB.
Cu cât rezistența rezistențelor este mai mică R B1 R B2 cu atât stabilitatea temperaturii cascadei este mai mare, dar, în același timp, rezistența de intrare a cascadei este redusă în mod inacceptabil variabilă actual R IN~, pentru care R B1, R B2Şi R VX. V~(impedanța de intrare a tranzistorului) inclus paralel.
R ВХ~ =(R VX. V~∙ R B) ⁄ (R VX. V~ +R B), Unde RB =(R B1∙ R B2) ⁄ (R B1+ R B2)
Prin urmare, valorile tipice ale rezistenței divizorului de bază pentru etapele de preamplificare sunt: R B1 – zeci de kOhmi, R B2 – unități - zeci de kOhmi.
Rezistenta la sarcina colectorului RK.
Rezistor R K formează calea de curgere pentru curentul de colector în repaus eu 0K, care este determinat de modul de operare selectat al tranzistorului V1 (A, B sau AB).
Sarcina comutatorului foarte rezistivă R K afectează proprietățile de amplificare ale tranzistorului, deoarece unghiul de înclinare a caracteristicii dinamice de ieșire depinde de ratingul său. Cu cât rezistența rezistorului este mai mare R K(zeci de kOhmi) cu cât câștigul de tensiune al cascadei este mai mare K Uși, invers, cu atât mai puțin R K(sute de ohmi) – cu cât câștigul de curent este mai mare K I.
Câștigul maxim de putere va fi la valori comparabile R KŞi R OUT V~(rezistența de ieșire a tranzistorului la curent alternativ).
În funcție de semnalul AC, rezistența la sarcină a colectorului R K conectat în paralel R OUT V~și poate duce la o scădere inacceptabilă a rezistenței de ieșire a cascadei R OUT~ .
Rezistorul de polarizare automată R E.
Curentul emițătorului tranzistorului eu E(ca permanent eu 0Eși variabilă eu sunt E), care curge printr-un rezistor R E formează o cădere de tensiune pe el U E. Această tensiune este tensiunea de feedback U OS, deoarece este legat de parametrii de intrare ai tranzistorului prin expresia: U 0B = U B – U E,
Unde U B– tensiunea la baza lui V1, măsurată în raport cu firul comun.
După cum se va dovedi în subiectele ulterioare, feedback negativ (NF) se opune modificarea parametrilor etapei amplificatorului, asigurând stabilizarea modului acestuia, inclusiv temperatura.
De exemplu, o creștere a temperaturii tºС determină o creștere a curentului emițătorului eu 0EŞi U E, dar aceasta reduce automat offset-ul de bază inițial U 0B = U B – U E, care oprește tranzistorul și, ca urmare, reduce curentul emițătorului, compensând dependența acestuia de temperatură. De aici și numele R E– rezistor offset automat. Astfel, DC OOS are un efect benefic asupra stabilității modului de funcționare al etajului amplificatorului.
Dar datorită fluxului de curent semnal eu sunt E prin R E OOS este format din variabilă curent, care, din păcate, reduce câștigul cascadei. Prin conectarea în paralel cu rezistorul R E condensator de mare capacitate S E, este posibil să se reducă rezistența echivalentă a circuitului emițătorului cu mai multe ordine de mărime pentru cele mai joase frecvențe de funcționare.
Condensator S E conceput pentru a elimina feedback-ul negativ asupra curent alternativ, în urma căruia se poate evita reducerea câștigului.
Condensatoare de izolare C P1 C P2– elimina conexiuneaîntre cascade de permanent actual În absența lor, modurile de funcționare ale tuturor tranzistoarelor conectate galvanic (direct) între ele vor fi interdependente. Mai mult, o ușoară modificare a modului primului tranzistor din cauza proprietăților de amplificare va duce la o schimbare inacceptabilă a modului ultimului.
Capacitatea condensatorului de separare interstage în amplificatoarele de frecvență audio cu ultrasunete atinge zeciŞi sute de microfarade(µF) și condensatorul de cuplare de ieșire, în fața difuzorului - miiµF. În circuitele de înaltă frecvență capacitatea S R scade invers cu frecventa de functionare. Când se utilizează un tranzistor cu efect de câmp cu o rezistență mare de intrare, C P este acțiuniµF (de exemplu 0,1 µF).
2. Principiul de funcționare al etajului amplificatorului(Fig.22)
În modul de repaus(în absenţa unui semnal) componentă constantă a curentului de colector eu 0K curge din + E K prin R K, tranziție EC VT 1, R E, -E K. Componenta DC a tensiunii colectorului, dacă luăm în considerare I 0E ≈ I 0K, este egal cu:
U 0K = E K - I 0K (R K + R E)
În modul boost, când se aplică un semnal la intrarea în cascadă, componenta alternativă a curentului circuitului colectorului eu sunt K curge prin mai multe circuite paralele:
1. EC VT 1 → C P2 → EB VT 2 →-E K (sârmă comună);
2. EK VT 1 → R K → S F →-E K;
3. EK VT 1 → С р2 → R Б1 → С Ф →-E K;
4. EC VT 1 → C P2 → R B2 →-E K.
Astfel, impedanța de sarcină pt variabilă curent de semnal R n~ este rezistența echivalentă paralel inclus R K, R B1, R B2, R VX. V 2,
R N~ =(R K∙ R IN.SL.) ⁄ (R K+R IN.SL.),
Unde R VX.SL= (R VX. V 2~ ∙ R B1∙ R B2) ⁄ (R VX. V 2~ ∙ R B1 + R VX. V 2~ ∙ R B2 + R B1∙ R B2)
Fig. 22 Diagrama unui etaj de amplificator cu OE.
Numai componenta curentului de ieșire a semnalului amplificat este utilă Sunt B2, curgând prin prima dintre ramurile enumerate, deoarece numai ea va fi amplificată în următoarea etapă de amplificare. Curenții continui și alternativi rămași, care curg prin elementele de cablare a tranzistorului, vor duce la disiparea energiei sursei de alimentare și a semnalului, reducând eficiența cascadei.
Trecerea și procesarea semnalului în circuitele etajului amplificatorului este clar vizibilă din oscilograme în punctele caracteristice ale circuitului prezentat în Fig. 22.
Când un semnal este aplicat la intrarea cascadei U m .ВХ tensiuni anterior constante în circuit U 0B, U 0K, U 0E va deveni pulsatorie U m B, U m K, U m E, modificându-se sincron cu amplitudinea semnalului de intrare. Oscilogramele arată că tensiunile semnalului U m B, U m K, U m E, va fi deplasat în raport cu axa timpului în regiunea pozitivă sau negativă cu cantitatea de potențiale constante în aceste puncte U 0B, U 0K, U 0E,în funcţie de polaritatea sursei de alimentare „+ E K” sau „-E K”.
Numai când tranzistorul este pornit o dată conform circuitului cu OE, faza semnalului de ieșire (oscilograme U m KŞi drept consecinţă U m .OUT), scos din colector se va schimba cu 180º. Prin urmare, se numește o cascadă cu un tranzistor pornit conform unui circuit cu un OE invers . Pentru alte porniri ale tranzistorului cu OK și OB zi liberăŞi intrare semnale mereu meci De fază.
Pentru a determina circuitul de conectare al unui tranzistor cu OE, OK, OB, trebuie să utilizați următoarea regulă (exemplu pentru OE):
Dacă semnalul de intrare este aplicat la de bază circuitul tranzistorului și ieșirea este scoasă din colector, apoi al treilea electrod - emițător, este general pentru semnalul de intrare și de ieșire, indiferent de modul în care este inclus în circuit.
Fig. 23 și Fig. 24 prezintă circuite cu includerea de tranzistoare cu un colector comun OK și o bază comună OB și sunt prezentate caracteristicile acestora.
Fig. 23 Diagrama unui etaj de amplificator cu OK.
Proprietățile importante ale unui etaj de amplificator cu un tranzistor conectat cu OK sunt:
1. Intrare mare R BX (zeci de kOhmi) și producție mică ( zeci de ohmi) rezistență , ceea ce îmbunătăţeşte coordonarea cu etapele anterioare şi ulterioare.
2. Semnalul de intrare nu este inversat, adică. intrare U VX și zi liberă U OUT semnalele sunt în fază (φ = 0).
3. Câștigul de tensiune este mai mic decât unitatea ( K U< 1 , Dar K I >> 1).
Fig. 24 Diagrama unui etaj amplificator cu OB.
Proprietățile unei etape de amplificare cu tranzistor cu OB sunt opuse proprietăților unei cascade cu OK. Cascadele cu un tranzistor pornit conform unui circuit cu un OB practic nu sunt utilizate în amplificatoarele ULF de joasă frecvență (frecvențe audio cu ultrasunete).
Etape de ieșire bazate pe „doi”
Ca sursă de semnal vom folosi un generator de curent alternativ cu o rezistență de ieșire reglabilă (de la 100 Ohmi la 10,1 kOhmi) în pași de 2 kOhmi (Fig. 3). Astfel, atunci când testăm VC-urile la rezistența maximă de ieșire a generatorului (10,1 kOhm), vom aduce într-o oarecare măsură modul de funcționare al VC-urilor testate mai aproape de un circuit cu o buclă de feedback deschisă, iar în altul (100 Ohm) - la un circuit cu o buclă de feedback închisă.
Principalele tipuri de tranzistoare bipolare compozite (BT) sunt prezentate în Fig. 4. Cel mai adesea în VC, se folosește un tranzistor Darlington compozit (Fig. 4a) bazat pe doi tranzistori de aceeași conductivitate (Darlington „dublu”), mai rar - un tranzistor Szyklai compozit (Fig. 4b) din două tranzistoare diferite. conductivitate cu un OS negativ curent și chiar mai rar - un tranzistor Bryston compozit (Bryston, Fig. 4 c).
Tranzistorul „diamond”, un tip de tranzistor compus Sziklai, este prezentat în Fig. 4 g. Spre deosebire de tranzistorul Szyklai, în acest tranzistor, datorită „oglinzii de curent”, curentul de colector al ambelor tranzistoare VT 2 și VT 3 este aproape același. Uneori, tranzistorul Shiklai este utilizat cu un coeficient de transmisie mai mare de 1 (Fig. 4 d). În acest caz, K P =1+ R 2/ R 1. Circuite similare pot fi obținute folosind tranzistori cu efect de câmp (FET).
1.1. Etape de ieșire bazate pe „doi”. „Deuka” este o etapă de ieșire push-pull cu tranzistori conectați conform unui circuit Darlington, Szyklai sau o combinație a acestora (etapă cvasi-complementară, Bryston etc.). În Fig. 5. Dacă emițătoarele R3, R4 (Fig. 10) ale tranzistoarelor de intrare VT 1, VT 2 sunt conectate la magistralele de putere opuse, atunci acești tranzistori vor funcționa fără întrerupere a curentului, adică în modul clasa A.
Să vedem ce împerechere vor da tranzistoarele de ieșire pentru cele două „Darlingt she” (Fig. 13).
În fig. Figura 15 prezintă un circuit VK utilizat într-unul dintre amplificatoarele profesionale și onale.
 |
Schema Siklai este mai puțin populară în VK (Fig. 18). În primele etape ale dezvoltării circuitelor pentru tranzistori UMZCH, treptele de ieșire cvasi-complementare erau populare, când brațul superior era executat conform circuitului Darlington, iar cel inferior conform circuitului Sziklai. Cu toate acestea, în versiunea originală, impedanța de intrare a brațelor VC este asimetrică, ceea ce duce la o distorsiune suplimentară. În Fig. 20.
În plus față de „doi” considerați, există o modificare a Bryston VC, în care tranzistoarele de intrare controlează tranzistorii cu o conductivitate cu curentul emițătorului, iar curentul colector controlează tranzistorii cu o conductivitate diferită (Fig. 22). O cascadă similară poate fi implementată pe tranzistoarele cu efect de câmp, de exemplu, MOSFET lateral (Fig. 24).
Etapa de ieșire hibridă conform circuitului Sziklai cu tranzistori cu efect de câmp ca ieșiri este prezentată în Fig. 28. Să luăm în considerare circuitul unui amplificator paralel folosind tranzistoare cu efect de câmp (Fig. 30).
Ca o modalitate eficientă de a crește și de a stabiliza rezistența de intrare a unui „doi”, se propune utilizarea unui tampon la intrarea sa, de exemplu, un emițător urmăritor cu un generator de curent în circuitul emițătorului (Fig. 32).
 |
Dintre „doi” luați în considerare, cel mai rău în ceea ce privește deviația de fază și lățimea de bandă a fost Szyklai VK.
Să vedem ce poate face utilizarea unui buffer pentru o astfel de cascadă. Dacă în loc de un tampon folosiți două pe tranzistoare de conductivitate diferită conectate în paralel (Fig. 35), atunci vă puteți aștepta la o îmbunătățire suplimentară a parametrilor și la o creștere a rezistenței de intrare. Dintre toate circuitele considerate în două etape, circuitul Szyklai cu tranzistori cu efect de câmp s-a dovedit a fi cel mai bun în ceea ce privește distorsiunile neliniare. Să vedem ce va face instalarea unui buffer paralel la intrarea sa (Fig. 37).
 |
Parametrii etapelor de ieșire studiate sunt rezumați în Tabel. 1.
Analiza tabelului ne permite să tragem următoarele concluzii:
- orice VC din „doi” de pe BT ca sarcină UN este prost potrivit pentru a lucra într-un UMZCH de înaltă fidelitate;
- caracteristicile unui VC cu un DC la ieșire depind puțin de rezistența sursei de semnal;
- o etapă tampon la intrarea oricăruia dintre „doi” de pe BT crește impedanța de intrare, reduce componenta inductivă a ieșirii, extinde lățimea de bandă și face parametrii independenți de impedanța de ieșire a sursei de semnal;
- VK Siklai cu o ieșire DC și un buffer paralel la intrare (Fig. 37) are cele mai înalte caracteristici (distorsiune minimă, lățime de bandă maximă, deviație de fază zero în domeniul audio).
Etape de ieșire bazate pe „triple”
 |
Circuitul VC, în care tranzistoarele Darlington compozite sunt utilizate ca tranzistoare de ieșire, este prezentat în Fig. 43. Parametrii VC din Fig. 43 pot fi îmbunătățiți semnificativ dacă includeți la intrarea sa o cascadă tampon paralelă care s-a dovedit bine cu „doi” (Fig. 44).
Varianta VK Siklai conform diagramei din Fig.
4 g folosind tranzistoare compozite Bryston este prezentată în Fig. 46. În fig. Figura 48 prezintă o variantă a VK pe tranzistoarele Sziklai (Fig. 4e) cu un coeficient de transmisie de aproximativ 5, în care tranzistoarele de intrare funcționează în clasa A (circuitele termostatului nu sunt prezentate).
În fig. Figura 51 prezintă VC conform structurii circuitului anterior cu doar un coeficient de transmisie unitar. Revizuirea va fi incompletă dacă nu ne oprim asupra circuitului etapei de ieșire cu corecția de neliniaritate Hawksford, prezentată în Fig. 53. Tranzistoarele VT 5 și VT 6 sunt tranzistoare Darlington compozite.
 |
Să înlocuim tranzistoarele de ieșire cu tranzistoare cu efect de câmp de tip Lateral (Fig. 57).
Adesea, pentru a îmbunătăți calitatea, UMZCH-urile sunt echipate cu sursă de alimentare separată, mărită cu 10...15 V pentru treapta de intrare și amplificator de tensiune și redusă pentru etapa de ieșire. În acest caz, pentru a evita defectarea tranzistoarelor de ieșire și pentru a reduce suprasarcina tranzistoarelor de pre-ieșire, este necesar să se utilizeze diode de protecție. Să luăm în considerare această opțiune folosind exemplul de modificare a circuitului din Fig. 39. Dacă tensiunea de intrare crește peste tensiunea de alimentare a tranzistoarelor de ieșire, se deschid diode suplimentare VD 1, VD 2 (Fig. 59), iar curentul de bază în exces al tranzistoarelor VT 1, VT 2 este aruncat pe magistralele de alimentare ale tranzistoare finale.
În acest caz, tensiunea de intrare nu este permisă să crească peste nivelurile de alimentare pentru treapta de ieșire a VC și curentul de colector al tranzistoarelor VT 1, VT 2 este redus.
Circuite de polarizare
Anterior, în scopul simplității, în loc de un circuit de polarizare în UMZCH, a fost folosită o sursă de tensiune separată. Multe dintre circuitele luate în considerare, în special, etapele de ieșire cu un urmăritor paralel la intrare, nu necesită circuite de polarizare, ceea ce este avantajul lor suplimentar. Acum să ne uităm la schemele tipice de deplasare, care sunt prezentate în Fig. 60, 61.
Generatoare de curent stabile. Un număr de circuite standard sunt utilizate pe scară largă în UMZCH-urile moderne: o cascadă diferențială (DC), un reflector de curent ("oglindă de curent"), un circuit de schimbare a nivelului, un cascode (cu alimentare în serie și paralelă, acesta din urmă este numit și un „cascode spart”), un curent generator stabil (GST), etc. Utilizarea lor corectă poate îmbunătăți semnificativ caracteristicile tehnice ale UMZCH. Vom estima parametrii circuitelor principale GTS (Fig. 62 - 6 6) folosind modelare. Vom presupune că GTS este o sarcină a ONU și este conectat în paralel cu VC. Studiem proprietățile sale folosind o tehnică similară cu studiul VC.
Circuitele GTS considerate sunt o variantă a unei sarcini dinamice pentru un UN cu un singur ciclu. Într-un UMZCH cu o cascadă diferențială (DC), pentru a organiza o sarcină contra-dinamică în ONU, ei folosesc structura unei „oglinzi de curent” sau, așa cum se mai numește, un „reflector de curent” (OT). Această structură a UMZCH a fost caracteristică amplificatoarelor Holton, Hafler și altele. Circuitele principale ale reflectoarelor de curent sunt prezentate în Fig. 67. Ele pot fi fie cu un coeficient de transmisie unitar (mai precis, aproape de 1), fie cu o unitate mai mare sau mai mică (reflectoare de curent la scară). Într-un amplificator de tensiune, curentul OT este în intervalul 3...20 mA: Prin urmare, vom testa toate OT-urile la un curent de, de exemplu, aproximativ 10 mA conform diagramei din Fig. 68.
Rezultatele testelor sunt prezentate în tabel. 3.
Ca exemplu de amplificator real, circuitul amplificator de putere S. BOCK, publicat în revista Radiomir, 201 1, Nr. 1, p. 5 - 7; nr. 2, p. 5 - 7 Radiotechnika Nr. 11, 12/06
Scopul autorului a fost să construiască un amplificator de putere potrivit atât pentru „spațiu” sonor în timpul evenimentelor festive, cât și pentru discoteci. Desigur, mi-am dorit să încapă într-o carcasă de dimensiuni relativ mici și să fie ușor de transportat. O altă cerință pentru aceasta este disponibilitatea ușoară a componentelor. În efortul de a obține calitatea Hi-Fi, am ales un circuit de etapă de ieșire complementar-simetric. Puterea maximă de ieșire a amplificatorului a fost setată la 300 W (într-o sarcină de 4 ohmi). Cu această putere, tensiunea de ieșire este de aproximativ 35 V. Prin urmare, UMZCH necesită o tensiune de alimentare bipolară în limita a 2x60 V. Circuitul amplificatorului este prezentat în Fig. 1. UMZCH are o intrare asimetrică. Etapa de intrare este formată din două amplificatoare diferențiale.
A. PETROV, Radiomir, 201 1, Nr. 4 - 12
Etape de pre-amplificare Informații generale. Preamplificatorul amplifică fluctuațiile de tensiune sau curent ale sursei de semnal la valorile care trebuie aplicate la intrarea etapei finale pentru a obține puterea specificată în sarcină. Preamplificatorul poate fi cu o singură treaptă sau cu mai multe trepte. Tranzistoarele din etapele de pre-amplificare sunt pornite cu un OE, iar lămpile sunt aprinse cu un catod comun, care permite cel mai mare câștig. Includerea unui tranzistor cu OB este recomandabilă în etapele de intrare care operează de la o sursă de semnal cu rezistență internă scăzută. Pentru a reduce distorsiunile neliniare în etapele de preamplificare, se preferă modul A.
- Pe baza tipului de conexiune dintre etape (cu amplificatoare cu mai multe trepte), amplificatoarele se disting cu capacitive,
- transformator
- cuplaj galvanic (amplificatoare DC).
Amplificatoare cuplate capacitiv. Amplificatoarele cu cuplare capacitivă sau CN sunt utilizate pe scară largă. Sunt simple în proiectare și configurare, ieftine, au caracteristici stabile, sunt fiabile în funcționare și au dimensiuni și greutate reduse. Circuite amplificatoare tipice care utilizează tranzistoare și tuburi cuplate capacitiv Răspunsul în frecvență al unei etape de rezistență cuplată capacitiv poate fi împărțit în trei regiuni de frecvență: frecvențe joase inferioare, frecvențe medii și frecvențe înalte superioare. În regiunea de joasă frecvență, câștigul Kn scade (cu frecvența descrescătoare) în principal datorită creșterii rezistenței condensatorului de cuplare între trepte Cp1. Capacitatea acestui condensator este aleasă să fie suficient de mare, ceea ce va reduce căderea de tensiune pe el. De obicei, domeniul de frecvență joasă este limitat de frecvența fH, la care câștigul este redus la 0,7 din valoarea frecvenței medii, adică Kn=0,7K0. În regiunea de frecvență medie, care constituie partea principală a domeniului de funcționare a amplificatorului, câștigul K® este practic independent de frecvență. În regiunea de înaltă frecvență fB, scăderea câștigului Kb se datorează capacității Co=/=Cout+Cm+Cwx (unde Cwx este capacitatea elementului de amplificare al cascadei; Cm este capacitatea de instalare, Cwx este capacitatea elementului de amplificare al următoarei cascade). Ei încearcă întotdeauna să minimizeze această capacitate pentru a limita curentul de semnal prin ea și pentru a oferi un câștig ridicat. Calculul unei etape de preamplificator de rezistență. Date inițiale: banda de frecvență amplificată fn-fv = 100-4000 Hz, factor de distorsiune a frecvenței MH Amplificatoare cuplate cu transformator. Etapele de preamplificare cuplate la transformator asigură o potrivire mai bună a treptelor de amplificare în comparație cu etapele cuplate capacitiv cu rezistență și sunt utilizate ca inverse pentru a furniza un semnal unei etape de ieșire push-pull. Adesea, un transformator este folosit ca dispozitiv de intrare. Circuitele treptelor de amplificare cu conexiune serială și paralelă a unui transformator sunt prezentate în. Circuitul cu un transformator conectat în serie nu conține rezistența RK în circuitul colector, prin urmare are o rezistență de ieșire mai mare a cascadei, egală cu rezistența de ieșire a tranzistorului și este utilizat mai des. Într-un circuit cu un transformator conectat în paralel, este necesar un condensator de tranziție C Dezavantajul acestui circuit este pierderea suplimentară a puterii semnalului în rezistorul RK și reducerea rezistenței de ieșire din cauza efectului de șuntare al acestui rezistor. Sarcina etajului transformatorului este de obicei impedanța de intrare relativ scăzută a treptei următoare. În acest caz, pentru comunicarea între trepte se folosesc transformatoare coborâtoare cu un raport de transformare n2=*RB/R"H Răspunsul în frecvență al unui amplificator cuplat cu transformator are o reducere a câștigului la frecvențele joase și înalte. În regiunea de joasă frecvență, scăderea câștigului în cascadă se explică printr-o scădere a rezistenței inductive a înfășurărilor transformatorului, ca urmare a căreia efectul lor de manevră al circuitelor de intrare și ieșire ale cascadei crește și câștigul K= Ko/ scade. La frecvențe medii influența elementelor reactive poate fi neglijată. În regiunea de înaltă frecvență, factorul de câștig este afectat de capacitatea joncțiunii colectorului C și de inductanța de scurgere ls a înfășurărilor transformatorului. La o anumită frecvență, capacitatea Sk și inductanța Is pot provoca rezonanță de tensiune, drept urmare la această frecvență este posibilă o creștere a răspunsului în frecvență. Uneori, aceasta este folosită pentru a corecta răspunsul în frecvență al unui amplificator. CERCETAREA REZISTENTELOR AMPLIFICATOR CASCADĂ CONVENȚII ȘI ABREVIERI DE BAZĂ AFC - răspuns amplitudine-frecvență; PH - răspuns tranzitoriu; MF - frecvențe medii; LF - frecvențe joase; HF - frecvențe înalte; K este câștigul amplificatorului; Uc este tensiunea semnalului cu frecvența w; Cp - condensator de separare; R1,R2 - rezistență divizor; Rк - rezistența colectorului; Re - rezistență în circuitul emițătorului; Ce - condensator în circuitul emițătorului; Rн - rezistența la sarcină; CH - capacitatea de încărcare; S - panta transconductorului; Lк - inductanța de corecție; Rф, Сф - elemente de corecție a frecvenței joase. 1. SCOPUL LUCRĂRII. Scopul acestei lucrări este: 1) studiul funcționării unei cascade de rezistențe în regiunea frecvențelor joase, medii și înalte. 2) studiul schemelor de corecție în frecvență joasă și înaltă a răspunsului în frecvență al amplificatorului; 2. TEMA. 2.1. Studiați circuitul unei etape de amplificator cu rezistență, înțelegeți scopul tuturor elementelor amplificatorului și influența lor asupra parametrilor amplificatorului (subsecțiunea 3.1). 2.2. Studiați principiul de funcționare și schemele de circuit ale corecției de joasă și înaltă frecvență a răspunsului în frecvență al amplificatorului (subsecțiunea 3.2). 2.3. Înțelegeți scopul tuturor elementelor de pe panoul frontal al layout-ului laboratorului (secțiunea 4). 2.4. Găsiți răspunsuri la toate întrebările de securitate (secțiunea 6). 3. CASCADA REZISTENTELOR PE UN TRANZISTOR BIPOLAR Cascadele de amplificare a rezistoarelor sunt utilizate pe scară largă în diferite domenii ale ingineriei radio. Un amplificator ideal are un răspuns de frecvență uniform pe întreaga bandă de frecvență un amplificator real are întotdeauna distorsiuni în răspunsul în frecvență, în primul rând o scădere a câștigului la frecvențe joase și înalte, așa cum se arată în Fig. 3.1. În Fig. 3.2, unde Rc este rezistența internă a sursei de semnal Uc; R1 și R2 - rezistențe divizor care stabilesc punctul de funcționare al tranzistorului VT1; Re este rezistența din circuitul emițătorului, care este șuntat de condensatorul Se; Rк - rezistența colectorului; Rн - rezistența la sarcină; Cp - condensatori de decuplare care asigură separarea DC a tranzistorului VT1 de circuitul de semnal și circuitul de sarcină. Stabilitatea temperaturii punctului de funcționare crește odată cu creșterea Re (datorită creșterii adâncimii feedback-ului negativ în cascada de curent continuu), stabilitatea punctului de funcționare crește și cu scăderea R1, R2 (datorită creșterii curentului divizorului). şi o creştere a stabilizării temperaturii a potenţialului de bază VT1). O posibilă scădere a R1, R2 este limitată de scăderea admisibilă a rezistenței de intrare a amplificatorului, iar o posibilă creștere a Re este limitată de scăderea maximă admisă a tensiunii continue pe rezistența emițătorului. 3.1. Analiza funcționării unui amplificator cu rezistență în frecvențele joase, medii și înalte. Circuitul echivalent a fost obținut ținând cont de faptul că la curent alternativ magistrala de alimentare (“-E p”) și punctul comun („masa”) sunt scurtcircuitate și ținând cont și de ipoteza 1/wCe<< Rэ, когда можно считать эмиттер VT1 подключенным на переменном токе к общей точке. Comportamentul amplificatorului este diferit în regiunea frecvențelor joase, medii și înalte (vezi Fig. 3.1). La frecvențe medii (MF), unde rezistența condensatorului de cuplare Cp este neglijabilă (1/wCp<< Rн), а влиянием емкости Со можно пренебречь, так как 1/wCо >> Rк, circuitul echivalent al amplificatorului este convertit în circuitul din Fig. 3.4. Din diagrama din Fig. 3.4 rezultă că la frecvențe medii câștigul cascadei Ko nu depinde de frecvența w: Ko = - S/(Yi + Yk + Yn), de unde, ținând cont de 1/Yi > Rн > Rк obținem formula aproximativă În consecință, la amplificatoarele cu sarcină de mare rezistență, câștigul nominal Ko este direct proporțional cu valoarea rezistenței colectorului Rk. În regiunea frecvențelor joase (LF) poate fi neglijată și capacitatea mică Co, dar este necesar să se țină cont de rezistența condensatorului de separare Cp, care crește odată cu scăderea w. Acest lucru ne permite să obținem din fig. 3.3 este un circuit echivalent al unui amplificator de joasă frecvență sub forma Fig. 3.5, din care se poate observa că condensatorul Cp și rezistența Rn formează un divizor de tensiune luat din colectorul tranzistorului VT1. Cu cât frecvența semnalului w este mai mică, cu atât capacitatea Cp (1/wCp) este mai mare, iar partea mai mică a tensiunii ajunge la ieșire, rezultând o scădere a câștigului. Astfel, Cp determină comportamentul răspunsului în frecvență al amplificatorului în regiunea de frecvență joasă și practic nu are niciun efect asupra răspunsului în frecvență al amplificatorului în frecvențele medii și înalte. Cu cât este mai mare Cp, cu atât mai puțină distorsiune a răspunsului în frecvență în regiunea de frecvență joasă, iar la amplificarea semnalelor de impuls, cu atât mai puțină distorsiunea pulsului în regiunea timpilor lungi (scăderea părții plate a vârfului pulsului) , după cum se arată în Fig. 3.6. În regiunea de înaltă frecvență (HF), precum și în gama medie, rezistența condensatorului de separare Cp este neglijabilă, iar prezența capacității Co va determina răspunsul în frecvență al amplificatorului. Circuitul echivalent al amplificatorului în regiunea HF este prezentat în Fig. 3.7, din care se poate observa că capacitatea Co operează tensiunea de ieșire Uout, prin urmare, pe măsură ce w crește, câștigul cascadei va scădea. Un motiv suplimentar pentru reducerea câștigului RF este o scădere a transconductanței tranzistorului S conform legii: S(w) = S/(1 + jwt), unde t este constanta de timp a tranzistorului. Efectul de manevră al lui Co va avea un efect mai mic pe măsură ce rezistența Rк scade. În consecință, pentru a crește frecvența limită superioară a benzii de frecvență amplificată, este necesară reducerea rezistenței colectorului Rк, dar aceasta duce inevitabil la o scădere proporțională a câștigului nominal. Una dintre opțiunile pentru îmbunătățirea semnificativă a calității redării fișierelor muzicale este metoda de împărțire a semnalului în componente de frecvență (LF, MF, HF) în etape preliminare de putere redusă și de a le amplifica în continuare cu amplificatoare adecvate cu bandă îngustă și sisteme dinamice. . Această opțiune permite, de exemplu, să scapi de necesitatea utilizării filtrelor RLC pasive în sistemele acustice, care introduc atenuări și distorsiuni inevitabile în semnalul deja la ieșire din calea de amplificare. De asemenea, această opțiune face posibilă utilizarea sistemelor acustice separate pentru frecvențe joase () și emițători mici de frecvență medie și înaltă, care necesită mult mai puțină putere. Cerințele pentru caracteristicile amplificatoarelor de putere în sine nu sunt aceleași pentru semnalele LF, MF și HF, iar opțiunea propusă face posibilă utilizarea unor astfel de amplificatoare într-un mod optim. Acest articol va oferi un exemplu de construire a unui sistem pentru redare separată, în două sensuri, de putere medie. În timpul producției sale, sarcina a fost stabilită să folosească cât mai eficient sistemele acustice de bandă largă de dimensiuni mici „Radiotehnika S-30” și difuzoarele „PHILIPS FB-20PH” disponibile încă din vremea sovietică. Desigur, cu amplificatorul propus este posibil să se utilizeze orice alte sisteme similare ca putere și caracteristici. După cum știu toți cei care au întâlnit difuzoarele S-30 la un moment dat, calitatea reproducerii sunetului acestor difuzoare a fost foarte mediocră, mai ales în gama medie (frecvențe medii-înalte) datorită utilizării driverelor dinamice cu parametri nu foarte înalți. Dar utilizarea acestor difuzoare ca „subwoofer” pentru spațiile obișnuite de locuit este destul de posibilă. Totodată, difuzoarele existente din mini-complexul PHILIPS cu o putere nominală de 20 W fiecare reproduc destul de eficient componentele mid-HF ale semnalului, dar au un rollover vizibil la frecvențe sub 90 Hz. Prin urmare, această opțiune a apărut pentru utilizarea acestor acustici cu randament maxim posibil. Unul dintre avantajele importante ale acestei opțiuni, așa cum am menționat mai sus, este că amplificatorul de putere pentru fiecare bandă de frecvență este separat și poate fi selectat optim pentru putere și caracteristici. Pe baza puterilor nominale ale acusticii utilizate, s-a decis să se utilizeze microcircuite specializate pentru amplificator de putere ca UMZCH (desigur, puteți utiliza MS din alte serii în conexiunea corespunzătoare sau, de exemplu, circuite tranzistoare). Astfel de microcircuite cu o putere de până la 45 W pe canal (conținând de obicei 2 sau 4 canale) sunt utilizate pe scară largă în echipamentele radio de dimensiuni mici, de exemplu, în radiourile auto. Întrucât microcircuitele amplificatoarelor de putere din seria TDA utilizate în acest amplificator au sursă de alimentare unipolară (+8...18 V), treptele de preamplificare au fost selectate cu sursă de alimentare unipolară. În același timp, sarcina a fost de a folosi circuite cu un număr minim de cascade și elemente active în ele pentru a reduce distorsiunile introduse de aceste cascade în semnalul original. Ca etapă de intrare cu un filtru care izolează componenta de joasă frecvență a semnalului, a fost folosit circuitul din Fig. 1, publicat la un moment dat într-unul din numerele revistei Modelist-Konstruktor, dar cu înlocuirea tranzistoarelor cu analogi moderni și schimbarea frecvenței de tăiere a filtrului la acustica de mai sus. Aici, tranzistorul T1 funcționează ca defazător, tensiunile în antifază apar între rezistențele R3 și R4. Semnalul direct este îndepărtat de la emițător și alimentat la etapa următoare pe tranzistorul T2. Trece componentele de frecvență medie și înaltă ale semnalului și întârzie frecvențele joase care trec la ieșirea de joasă frecvență prin cascada pe T3. Frecvența de tăiere este selectată prin selectarea condensatoarelor C3 și C4, în acest caz este de aproximativ 150 Hz. Frecvența de tăiere poate fi deplasată către frecvențe mai înalte prin reducerea acestor capacități. De exemplu, în circuitul original, cu capacități C3 = C4 = 330 pF, frecvența de tăiere a fost specificată ca 3 kHz. Din păcate, nu am reușit să găsesc circuitul original cu o descriere și calcule detaliate, astfel încât frecvența de tăiere și aceste capacități au fost selectate experimental în circuitul finit pe baza celui mai bun raport al sunetului difuzoarelor de joasă frecvență și medie-înaltă. . Panta de tăiere a filtrului este de aproximativ 12 dB pe octava. Semnalul MF + HF de la ieșirea acestui filtru este alimentat direct la amplificatorul de putere de frecvență medie-înaltă, iar semnalul de frecvență joasă este alimentat la un alt filtru - frecvențe infra-joase (sabsonic), care taie frecvențele sub 30 Hz (Fig. 2). Acest lucru ne permite să scăpăm de vibrațiile corespunzătoare de frecvențe foarte joase, care practic nu sunt reproduse de difuzoarele utilizate, dar provoacă totuși vibrații inutile ale difuzoarelor lor cu o amplitudine mare, ceea ce duce la suprasarcini mari și distorsiuni ale semnalului. Frecvența de tăiere a filtrului este setată de elementele C2, C3, C4, R4, R5 și de modul de funcționare al tranzistorului T1 prin selectarea valorii rezistorului R3 (colectorul acestui tranzistor trebuie setat la aproximativ jumătate din tensiunea de alimentare în cascadă, adică. 4,5 V). La ieșirea filtrului este inclus un rezistor variabil (poate fi de la 10 la 100 kOhm, aceasta depinde de rezistența de intrare a amplificatorului de putere conectat în spatele acestuia). Cu ajutorul acestuia, puteți ajusta nivelul de amplificare al frecvențelor joase în raport cu frecvențele medii-înalte pentru a egaliza răspunsul general în frecvență al întregului sistem. Condensatorul de șunt C5 după rezistorul variabil este necesar pentru o tăiere suplimentară a frecvențelor peste 1000 Hz pentru a elimina posibilul zgomot și interferență RF, iar condensatorul de separare C6 μF poate fi omis dacă un astfel de condensator este deja utilizat la intrarea amplificator de putere. Pentru a-și reduce propriul zgomot, circuitele au fost alese fără utilizarea condensatoarelor electrolitice cu oxid în circuitele de semnal (cu excepția condensatorului de intrare C1 al primului filtru, dar acesta poate fi înlocuit, dacă se dorește, cu unul obișnuit, de exemplu, unul de film). Tranzistorii din ambele filtre pot fi utilizați în orice structură n-p-n de putere redusă, dar de preferință cu un câștig mare și un nivel scăzut de zgomot (2PC1815L, BC549C, BC550C, BC849C (smd), BC850C (smd), BC109C, BC179C etc.) Pentru a simplifica circuitul și pentru a reduce dimensiunea dispozitivului finit, au fost folosite ca amplificatoare finale microcircuite din seria TDA, care sunt utilizate pe scară largă în echipamente audio de dimensiuni mici, de exemplu, în radiourile auto. Aceste microcircuite, de regulă, au caracteristici destul de acceptabile pentru echipamentele de uz casnic de o calitate destul de înaltă. Mai mult, au încorporate circuite de protecție împotriva suprasarcinii, supraîncălzirii și scurtcircuitelor în sarcină. Caracteristicile puterii au fost determinate exclusiv de puterile sistemelor de difuzoare disponibile. Astfel, pentru banda MF-HF, într-o conexiune bridge a fost folosit un TDA1558Q MS. Acest MS poate fi conectat folosind un circuit cu 4 canale de 11 W sau un circuit bridge 2x22 W). Pentru difuzoarele cu o putere de 20 wați, a fost utilizat următorul circuit de punte (Fig. 3) Schema este extrem de simplă și, evident, nu necesită o descriere separată. Pinii MS neutilizați - 4,9,15 - ar trebui lăsați liberi. Dacă nu va fi folosit un comutator MUTE / ST-BY separat, pinul 14 MC trebuie conectat direct la firul pozitiv de alimentare. Este recomandabil să amplasați un condensator electrolitic de mare capacitate (2200 mF) cât mai aproape de bornele MS. Nu numai calitatea netezirii tensiunii de alimentare, ci și capacitatea de suprasarcină a amplificatorului depinde de capacitatea acestuia. Un condensator de 0,1 mF este plasat în circuitul de alimentare pentru a filtra posibilele componente de înaltă frecvență. Tensiunea de funcționare a tuturor elementelor nu trebuie să fie mai mică decât tensiunea de alimentare (+U). Pentru banda de joasă frecvență, a fost folosit unul dintre MS-urile originale TDA7575. Aceste microcircuite sunt cu adevărat „originale” și se găsesc, de regulă, în dispozitive de o clasă și o putere superioară. Găsirea unuia nu este foarte ușoară, la fel ca și schema de conectare. Desigur, aici pot fi folosite multe alte MS-uri cu caracteristici similare (2 sau 4 canale de 45 W fiecare), fișe de date pentru care pot fi găsite cu ușurință pe Internet. Acest microcircuit va fi descris aici puțin mai detaliat pentru cei care doresc să-l folosească (Fig. 4). Caracteristici principale: putere - 2x45 W sau 1x75 W (pentru o sarcină de 1 Om), răspuns liniar în frecvență 20...20.000 Hz, Rin = 100 kOhm. Pinii de intrare negativi 9 și 19 în versiunea mea de conectare sunt conectați la masă (fir comun), semnalul de joasă frecvență este furnizat la pinii 8 și 20 (canalele stânga și respectiv dreapta). Dacă aici sunt instalați condensatori de intrare de 0,33 μF, condensatorul C6 la ieșirea filtrului conform circuitului din Fig. 2, desigur, nu trebuie instalat. După cum puteți vedea, MS conține diverse intrări și ieșiri de control suplimentar, care în cazul nostru nu sunt utilizate și pot fi lăsate libere (pinii 3,13,14,16,17,18 și 25). Pentru a transforma MS în modul de funcționare, la contactele ST-BY și MUTE trebuie aplicată tensiunea de alimentare +U. Microcircuitul vă permite să conectați acustice cu o rezistență de 1 Ohm și apoi puteți scoate o putere de până la 75 W, dar cu o conexiune în punte și, în consecință, în modul monocanal. În acest caz, trebuie respectate următoarele condiții: Pentru alimentarea amplificatorului în ansamblu s-au folosit două transformatoare cu o putere de 60-70 W, câte unul pentru canalele LF și MF-HF. Un transformator de putere suficientă (120 W sau mai mult) pur și simplu nu s-a „încadrat” în carcasa de dimensiuni mici în înălțime. Există și doi stabilizatori, respectiv. Sursa de alimentare pentru MC-urile utilizate aici variază de la 8 la 18 volți, astfel încât transformatorul poate fi selectat cu tensiunea corespunzătoare pe înfășurarea secundară și un curent de ieșire de cel puțin 3 amperi fără „reducere” semnificativă. După transformator, sunt instalate redresoare convenționale în punte cu undă completă cu diode de puterea necesară sau un ansamblu de diode (de exemplu, KBU810 pentru 8 A). Apoi, tensiunea redresată este stabilizată în circuitul unui stabilizator „puternic” pe un MS tip KREN8 sau similar cu un tranzistor de control suplimentar (Fig. 5). Tensiunea de ieșire a stabilizatorului poate fi în intervalul 12 - 17 volți pentru a obține puterea maximă posibilă cu un minim de distorsiune. În acest caz, se folosește un microcircuit KIA7812 cu o tensiune de stabilizare de 12 volți, iar pentru a crește tensiunea de ieșire la 15-16 volți, este instalată o diodă zener suplimentară de 3-4 volți (KS133, KS 139) între borna mijlocie și firul comun. Nu trebuie să ridicați tensiunea de alimentare la 18 volți, deși o astfel de limită este indicată în fișele de date de pe TDA MS, deoarece în practică, în momentul pornirii, sistemul de protecție intern al acestor microcircuite poate fi declanșat din cauza „suprasarcinii. ”. Puteți alimenta amplificatoare cu o tensiune nestabilizată, dar acest lucru le va crește încălzirea în timpul funcționării și va reduce capacitatea lor de suprasarcină. Cascadele de pre-amplificare - filtrele - pot fi alimentate de la aceiași stabilizatori, dar este mai bine, la urma urmei, să faceți un stabilizator comun pentru ele la 9...12 volți pentru a le izola de interferențe și posibilă influență reciprocă a canalelor de bandă. Toate microcircuitele (amplificatoare de putere și stabilizatoare), precum și tranzistoarele puternice suplimentare (KT818 sau similare importate) ale sursei de alimentare trebuie montate pe radiatoare de suprafață suficientă. În cazul meu, toate aceste elemente sunt amplasate pe un singur radiator comun, constând din două plăci de aluminiu montate paralel, cu grosimea de 3 mm și dimensiunea de 70x200 mm. De regulă, majoritatea microcircuitelor TDA și similare au o sursă de alimentare minus pe carcasă și, în consecință, pot fi atașate la un singur radiator fără distanțiere izolatoare. Tranzistoarele și cipurile stabilizatoare trebuie izolate. Plăci cu circuite imprimate în arhivă. Utilizarea unui amplificator conform circuitelor prezentate aici a făcut posibilă îmbunătățirea semnificativă a calității redării fonogramelor, chiar și folosind acustice de nivel și calitate medii. În același timp, difuzoarele PHILIPS nu au fost modificate în niciun fel, iar la S-30 toate filtrele pasive interne și capul mid-HF 6GDV-1 au fost oprite, iar semnalul de joasă frecvență a fost furnizat direct la woofer. (25GDN-1-4). Ajustarea nivelului componentei de joasă frecvență vă permite să echilibrați răspunsul general în frecvență al întregului sistem, în funcție de dimensiunea camerei și de distanța ascultătorului la acustică. Mai ales pentru site - A. Baryshev. Discutați articolul DIAGRAMĂ A UNUI DIFUZOR DE CASĂ CU DOUĂ CĂI CU ULF
Etape preliminare cu filtre
Amplificatoare de putere finale
Alimentare electrică
Concluzie